ОМИКРОН ОМИКРОН ОМИКРОН
Система Orphus
Релейная защита воздушных линий 110-220 кВ типа ЭПЗ-1636 [25] Расчет уставок устройств релейной защиты [24] ДИСТАНЦИОННАЯ ЗАЩИТА [18] Максимальная токовая защита [14] Проверка релейной защиты [13] Дифференциальная защита линий [12] Защита синхронных генераторов [12] Измерительные трансформаторы [10] Принципы построения измерительных и логических органов релейной защиты на полупроводниковой и интегральной базе [10] Токовая направленная защита [9] Защита электродвигателей [9] Реле [9] Защита от однофазных замыканий на землю в сети с изолированной нейтралью [8] Правила выполнения схем РЗА [8] Проверка защиты первичным током нагрузки и рабочим напряжением [8] Высокочастотные защиты [7] Защита воздушных и кабельных линий электропередачи [7] Защита трансформаторов и автотрансформаторов [7] Защита предохранителями и автоматическими выключателями [7] Защита от коротких замыканий на землю в сети с глухозаземленной нейтралью [6] Векторные диаграммы. Короткие замыкания в электрических системах [6] Действие релейной защиты при качаниях [6] Аппаратура для проверки релейной защиты [5] Защита шин [3] Особенности защиты линий и трансформаторов, подключенных к линиям без выключателей на стороне высшего напряжения [3] Оперативный ток [3] Общие сведения [3] Управление выключателями [2]

ПРОСТЕЙШИЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ, ВЫПОЛНЯЕМЫЕ НА ОУ

Сумматоры напряжения. Сумматоры осуществляют сложение (алгебраическое и геометрическое) нескольких напряжений и используются в качестве устройства, формирующего две и больше сравниваемые величины в ИО по выражениям (2.20).

Сумматор выполняется по схеме инвертирующего усилителя, у которого к И-входу подводится не одно, а несколько суммируемых напряжений. Рассмотрим схему (рис.2.49) алгебраического сложения n напряжений: U1 + U2 + ... + Un. Каждое напряжение подводится к И-входу ОУ через свой резистор R1, R2,...,Rn.



Под действием приложенного напряжения в цепи каждого резистора (R1, R2, ..., Rn) возникают токи I1, I2, ..., In. Эти токи сходятся в узловой точке схемы – на И-входе ОУ вместе с током ОС IОС и входным током ОУ Iвх ОУ. Учитывая, чтоIвх ОУ = 0, получаем, что ток в цепи ОС равен сумме токов входных цепей:

IOC = – (I1 + I2 +…+ In) .                                                                                          (2.39)

Выразив эти токи через вызвавшие их напряжения (с учетом, что потенциал И-входа инвертирующего усилителя принимается равным нулю) и подставив их значения в (2.39), получим

                                                                                    (2.40)




Умножив все члены уравнения (2.40) на ROC, найдем напряжение на выходе сумматора:

                                   (2.41)

где

Эти коэффициенты являются коэффициентами преобразования (усиления) соответствующего входного напряжения в напряжение на выходе сумматора, их иногда называют весовыми или масштабными коэффициентами. Их структура соответствует коэффициентам усиления КуИ инвертирующих ОУ.

Таким образом, напряжение на выходе сумматора UВЫХ, полученное в результате операции сложения входных напряжений Ui, равно сумме произведений каждого из этих напряжений на свой коэффициент преобразования Kуi,. Чтобы получить UВЫХ, пропорциональное сумме входных напряжений, необходимо принять сопротивления во всех n входных цепях одинаковыми: R1 = R2 = ... = Rn = R. При этом будут одинаковыми все коэффициенты преобразования (усиления): Ку1 = Ку2 = ... = Куn. Тогда получим, что напряжение на выходе сумматора

                                                                                                                      (2.42)

При суммировании синусоидальных напряжений вида ui= Umisin(ωt + φi) выходное напряжение Uвхi, по (2.42) будет являться алгебраической суммой мгновенных значений.



Интегрирующий усилитель (рис.2.50) выполняет функции интегратора входного сигнала, его выходное напряжение пропорционально интегралу входного напряжения за определенный интервал времени t = Δt.

На рис.2.50, а изображена схема интегратора, выполненного по схеме инвертирующего ОУ, в котором в цепь ООС вместо резистора ROC включен конденсатор С1. Интегрируемое напряжение UВХ1 подается на И-вход ОУ через резистор R1. Конденсатор С1 является основным элементом схемы – процесс его заряда имитирует операцию интегрирования. Анализ работы схемы ведется с допущением, что потенциал И-входа и токI1 ОУ равны нулю. В исходном режиме, до начала действия интегратора, входное напряжение отсутствует, конденсатор разряжен и UВЫХ = 0.

При появлении входного напряжения UВХ схема интегратора работает как схема инвертирующего ОУ, в ней появляется входной ток I1 = UBX1/Rl выходное напряжение UВЫХ и ток в цепи ОС IОС = –I1. Ток IОС проходит через конденсатор, осуществляя его заряд. По мере заряда конденсатора начинает расти напряжение UС1, являющееся напряжением ОС (UОС) а также и UВЫХ, значение которого равно падению напряжения в цепи ОС (сопротивлению конденсатора ).

При заряде конденсатора током IC его напряжение

                                                                                                       (2.43)

Подставляя в (2.43) значение  и учитывая, что напряжение на зажимах конденсатора UC1 = UBЫX, находим зависимость выходного напряжения от UBX:

                                                        (2.44)

Поскольку интегратор выполнен по схеме инвертирующего усилителя, входной сигнал его преобразуется с инвертированием его знака, на что указывает знак " – " в (2.44).



Если на вход интегратора подано синусоидальное напряжение UBX~ = Umsinωt, то согласно (2.44) в результате интегрирования UBX на выходе появится . Если же UВХ является постоянным напряжением, то из (2.44) следует, что . Диаграмма входного и выходного сигналов в функции времени t приведена на рис.2.50, б. Такой интегратор используется для получения элемента с пилообразной характеристикой.

Применяется также неинвертирующий интегратор, выполняемый на схеме неинвертирующего ОУ, где к Н-входу подключен конденсатор С1 (рис.2.51). Выходное напряжение этого интегратора

                                                                                                           (2.45)

Это выражение можно получить, написав уравнение токов для узловой точки m (Н-вход ОУ), считая, что IвхОУ = 0;

                                              (2.46)

Компараторы применяются в качестве устройства, осуществляющего сравнение абсолютных значений двух входных напряжений.

Функции компаратора в устройствах РЗ обычно выполняет ОУ без ОС, работающий в нелинейной части проходной характеристики, изображенной на рис.2.52, б.

Простейшая схема компаратора приведена на рис.2.52, а. Сравниваемые напряжения UВХ1 и UВХ2,поступают на инвертирующий и неинвертирующий входы (И и Н) ОУ, а UВЫХ является функцией разности сравниваемых напряжений UВХ.Д = UВХ2UВХ1.

Если в исходном состоянии UBX1 < UBX2, то разность этих напряжений (UВХ.Д = UВХ1 – UВХ12) > 0 и тогда на выходе компаратора UВЫХ = + UmaxOУ (рис.2.52,б), если же соотношение значений входных сигналов изменится и UВХ1 станет больше UBX2, а (UBX2UВХ1) < 0, то знак их разности изменится на отрицательный, при этом выходное напряжение изменит полярность и станет равным – UmaxOУ. Такое изменение значения UВЫХ происходит очень быстро – практически мгновенно (скачкообразно) и называется переключением. Таким образом, при изменении знака разности входных сигналов выходное напряжение компаратора изменяет знак, сохраняя неизменным свое абсолютное значение, поскольку ОУ работает в насыщенной части характеристики, где UВЫХ = UmaxOУ , и остается постоянным при любых значениях UВХ.Д (рис.2.52, в). Выходное напряжение компаратора может иметь только два дискретных значения + Umax Д и – UmaxOУ. Фиксируя знак UВЫХ, можно определять, какое из двух сравниваемых напряжения больше.

Для работы компаратора в насыщенной части характеристики разность входных напряжений UВХ.Д = UBX2UВХ1 должна быть больше UГР – напряжения, при котором ОУ переходит в режим насыщения (см. рис.2.52, б).

На рис.2.52, г приведена идеальная характеристика рассмотренного компаратора, на которой, пренебрегая малым значением UГР, показано, что UВЫХ переключается (изменяется скачком) при UВХ.Д = (UBX2UВХ1) = 0, т. е. при прохождении характеристики компаратора через начало координат. При синусоидальном входном сигнале UВХ.Д = Umsinωt (рис.2.52, г) он преобразуется в напряжение UВЫХ с изменением формы синусоидального сигнала на прямоугольную. Такое изменение формы обусловлено тем, что в нелинейной части характеристики UВЫХ = Umax, сохраняющему неизменное значение при всех значениях UВХ.Д.

В измерительных органах РЗ компараторы используются в виде пороговых элементов, триггеров Шмитта, нуль-индикаторов, элементов, преобразующих сигнал произвольной формы в прямоугольный.



Пороговый элемент (рис.2.53, а) представляет собой компаратор, у которого одно входное напряжение, например, UВХ1, поступающее на И-вход, является измеряемой величиной, изменяющейся во времени (например, синусоидальное напряжение), а второе UBX2 подается на Н-вход и является постоянной величиной – эталоном, с которым сравнивается значение измеряемого сигнала UВХ1.

Эталонное напряжение определяет значение UВХ1, при котором происходит переключение (срабатывание) компаратора. Напряжение UВХ2 называется также опорным или пороговым, будем обозначать его в дальнейшем UОП или UПОР.

При UВХ1 < UОП пороговый элемент находится в исходном состоянии – недействия, и, поскольку UBX Д = (UОПUВХ1) > 0, т. е. имеет положительный знак, UВЫХ = UmaxOУ.

При увеличении измеряемой величины, когда UВХ1UОП, элемент переключается (срабатывает) и на его выходе скачкообразно изменяется UВЫХ с UmaxOУ на –UmaxOУ. При уменьшении UВХ1 до значения, меньшего UОП, элемент возвращается в исходное состояние. Срабатывание и возврат элемента происходят в тот момент, когда UВХ1 = UОП. Это означает, что коэффициент возврата рассмотренного порогового элемента . Проходная характеристика порогового элемента изображена на рис.2.53, б. Характер изменения во времени выходного напряжения при входном напряжении, изменяющемся по закону синуса (UBX1 = Umsinωt), приведен на рис.2.52, г. Из рисунка видно, что UВЫХ имеет форму прямоугольника с амплитудой, равной UmaхОУ, в течение положительного полупериода синусоиды UВЫХ = + UmaхОУ, а во время отрицательного полупериода UВЫХ = –UmaхОУ. Пороговый элемент, выполненный по простой схеме (рис.2.53, а), можно рассматривать как электронное реле мгновенного действия с коэффициентом возврата kB= 1.




Пороговый элемент с положительной ОС, называемый также триггером Шмитта, осуществляется по схеме компаратора с добавлением положительной ОС (рис.2.54, а). Цепь ОС состоит из делителя напряжения на резисторах R2 и R3, включенных между выходом схемы и нулевой шинкой. Напряжение ОС UОС снимается с точки m делителя и подается на Н-выход ОУ.

Контролируемое напряжение UBX1, меняющееся во времени (обычно синусоидальное или выпрямленное), подается на инвертирующий вход ОУ через резистор R1. Проходная характеристика элемента, определяющая зависимость UBЫX от UBX1 при наличии UОС, изображена на рис.2.54, б.

При подаче на И-вход (рис.2.54, а) напряжения –UBX1 отрицательной полярности |UBX1| > |UГР|, за пределами которого ОУ работает в нелинейной (насыщенной) части характеристики, на выходе элемента появляется напряжение положительной полярности UBЫX = + UmaxОУ (рис.2.54, б) с инвертированным относительно –UBX1 знаком. Под действием этого напряжения на Н-входе появляется напряжение положительной ОС UОС = КОС (+UBЫX) = КОС (+UmaxОУ). Его полярность совпадает с полярностью UBЫX,. Подставив в это выражение значение UBЫXmax, получим



Как и в предыдущей схеме порогового элемента, значение UH определяет, при каком значении UВХ1 произойдет переключение (срабатывание) схемы (см. рис.2.52, б). При изменении UВХ1 в сторону увеличения UВХ1 < UH (UОС), поэтому UH компаратора, а следовательно, и UH = UОС остаются неизменными. Но как только UВХ достигает уровня UH = + UОС, наступает равенство UВХ = UH (UОС) (точка 1 на рис.2.54, б), и тогда при малом увеличении UВХ ≈ 1 мВ компаратор переключается, при этом происходит скачкообразное изменение выходного напряжения с + UmaxOУ на –UmaxOУ. Соответственно на Н-входе компаратора изменяется знак напряжения UОС без изменения его абсолютного значения; напряжение ОС станет равным



В случае дальнейшего увеличения входного напряжения + UВХ1 напряжения –Uвых OУ и UОС остаются неизменными, поскольку остается неизменным соотношение напряжений на И- и Н-входах: |UВХ| > |UОС|. При уменьшении UВХ уровень выходного напряжения не изменится до тех пор, пока входное напряжение не достигнет значения –UH = UОС (точка 2 на рис.2.54, б), тогда при превышении абсолютного значения UОС на 1-2 мВ произойдет переключение (возврат) компаратора в начальное состояние, при котором изменяется знак UBЫX и оно снова становится равным + UmaxOУ. Соответственно меняется знак UОС (с " – " на " + "). Напряжение на Н-входе принимает прежнее значение. Пороговый элемент остается в таком состоянии до появления UВХ положительного знака, превышающего по абсолютному значению напряжение UH = UОС. При этом компаратор снова срабатывает и переключает знак UBЫX и UОС. Таким образом, компаратор с ОС, в отличие от схемы компаратора без ОС, имеет напряжение срабатывания (UСР = UBЫX) больше, чем напряжение возврата (UВ.Р = UВХ2). Это означает, что триггер Шмитта имеет характеристику, аналогичную релейной, и работает как электронное реле мгновенного действия с kВОЗ &#8800; 1. Из диаграммы на рис.2.54, б видно, что UСРUВ.Р = 2UОС. Условно UОС называется гистерезисом элемента. Его значение можно изменить, изменяя соотношение R2 и R3. Чем больше напряжение гистерезиса, тем лучше отстройка от помех. Изменяя значения R2 и R3, можно регулировать UСР и UВ.Р.

Триггер Шмитта имеет широкое применение в ИО РЗ, выпускаемых отечественной промышленностью, в качестве схемы, преобразующей входной сигнал любой формы в прямоугольный сигнал постоянного значения, имеющего два устойчивых состояния, отличающихся полярностью выходной величины.



Элемент с областью нечувствительности (рис.2.55, а) (двухполярный пороговый элемент) выполнен на базе инвертирующего усилителя, в котором в цепь ООС вместо RОС включен выпрямительный мост VS, подключенный другой своей диагональю через резистор R2 к источнику питания.

При UBX = 0 ток I2, протекающий по R2 и R3 от источника питания, разветвляется через диоды VD1, VD3 и VD2, VD4, по этому все диоды открыты и напряжение между входом моста (точка а) и его выходом (точка b) равно нулю, что соответствует цепи ООС. Поэтому КУ = 0 и UBЫX = 0. При появлении положительного UBX появляется ток I1 = UBX/R1, который увеличивает ток в диодах VD3 и VD2 и снижает в VD1 и VD4. По мере увеличения UBX соответственно возрастает ток I1 = UBX/R1, но прямой ток в диодах VD1 и VD2 продолжает протекать, хотя и существенно снижается по значению. Все диоды моста остаются открытыми, напряжение Uаb остается равным нулю и КУ по-прежнему равен нулю. Когда UBX достигает уровня, при котором I1 = I2, компаратор срабатывает, так как при этом диоды VD1 и VD4 запираются, их обратный ток равен нулю, а цепь ООС оказывается разорванной. Коэффициент усиления становится близким коэффициенту усиления ОУ (КУ ≥ 50 000), что обеспечивает появление выходного напряженияUBЫXmax = –UmaxOУ. Напряжение UBX является пороговым.

При дальнейшем увеличении положительного UBX VD1 и VD4 остаются закрытыми, а на выходе схемы сохраняется значение UBЫXmax. Когда UBX снижается ниже значения I2R1, диоды моста вновь открываются, КУ становится равным нулю и на выходе вновь появляется нулевое напряжение (рис.2.55, б).

Для появления выходного напряжения достаточно очень малого (несколько милливольт) превышения UBX над I2R1. С учетом I2 =EП/R2, получим значение порогового напряжения схемы

                                                                                                   (2.47)

При отрицательном UBX схема работает аналогично. Из (2.47) следует, что UПОР может быть изменено путем изменения сопротивления одного резистора (R1 или R2) или значения ЕП. Для защиты входов ОУ при многократном увеличении UBX относительно уровня срабатывания может использоваться цепь из двух параллельно включенных диодов. Рассмотренная схема является элементом с двумя регулируемыми разнополярными порогами, или, иными словами, элементом с регулируемой зоной нечувствительности. При R2 = R3 абсолютные значения отрицательного и положительного напряжения UПОР одинаковы, а при R2R3 – различны.

Активные частотные фильтры на ОУ. В переходных режимах в сетях СВН токи и напряжения содержат высшие, а иногда и низшие гармонические составляющие, которые могут привести к ложной работе или замедлению действия РЗ. Гармоники, искажающие действие РЗ, отмечены также в сетях 110-220 кВ, осуществляющих электроснабжение электрифицированных железных дорог и промышленных предприятий с нагрузкой на выпрямленном токе. Для обеспечения правильной работы РЗ используются фильтры, пропускающие токи и напряжения с частотой 50 Гц и запирающие прохождение токов высших и низших гармоник в ИО РЗ.




Различаются три основных типа частотных фильтров: фильтры низких частот (ФНЧ), пропускающие напряжения с частотой ниже некоторой заданной частоты, условно называемой частотой среза, и подавляющие (задерживающие) напряжения с частотой более высокой, чем частота среза; фильтры высших частот (ФВЧ), пропускающие напряжения с частотой выше частоты среза, и подавляющие напряжение с частотой ниже частоты среза; полосовые фильтры (ПФ), пропускающие напряжения в заданной полосе частот и подавляющие напряжения с частотой большей, чем верхняя частота полосы пропускания, и меньшей, чем нижняя.

Фильтры низших и высших частот обычно выполняются на основе RC-цепей. Простейшим ФНЧ является интегрирующая RC-цепь (рис.2.56, а), представляющая собой резистивно-емкостный делитель напряжения, причем UВЫХформируется на R2, С1, включенных параллельно.

Простейшим ФВЧ является дифференцирующая цепь (рис.2.57, а), также представляющая собой резистивно-емкостный делитель; UВЫХ снимается с резистора R1.

Полосовые фильтры выполняются комбинацией элементов R, L и С, например, один из простейших фильтров этого типа(рис.2.58, а) состоит из резистора и LC-контура с резонансом токов; UВЫХ снимается с резонансного контура.

Выполнение частотных фильтров на ОУ (активных частотных фильтров АФ) позволяет совместить функции частотной фильтрации с усилением, а также выполнить полосовые фильтры с высокой добротностью.



Простейший АФ НЧ выполняется на основе интегрирующего усилителя с дополнительным резистором R2, который обеспечивает заданный КУ в полосе пропускания, в частности на постоянном токе (рис.2.59, а). Поскольку на постоянном токе (ω = 2πf = 0) , то КУ , как для обычного инвертирующего усилителя, равен R2/R1. В полосе пропускания XС1 остается существенно больше R2, и поэтому UВЫХUВХ R2/R1По мере увеличения частоты значение ХС1 снижается, а КУ можно считать равным |XC1|/R1. Частотная характеристика фильтра соответствует рис.2.56, б.

Простейший АФ ВЧ выполняется на основе дифференцирующего усилителя с дополнительным резистором, который обеспечивает заданный КУ в полосе пропускания (где XС1 ≈  0) (рис.2.59, б). По мере уменьшения частоты ХС1 возрастает и в полосе задерживания существенно превышает сопротивление R1, при этом КУ может быть принят равным R2/|ХC1|. При f = 0, когда X, КУ = 0, что соответствует частотной характеристике, приведенной на рис.2.57, б.

Полосовой АФ осуществляется на базе двойного Т-моста, выполненного на резисторах и конденсаторах (рис.2.60, а). Входное напряжение подается на мостовую RC-схему, первая ее цепь включает С1 и С2, вторая R1 и С2. На диагонали этого моста (точки 3-2) образуется напряжение, которое при резонансной частоте сдвинуто относительно UВХ на угол α. На это напряжение включена цепь R3, С3, параметры которой при той же частоте обеспечивают угол сдвига тока в


этой цепи, равный α/2. Благодаря этому (рис.2.60, б) точки 4 и 1 имеют равные потенциалы. При отклонении частоты от резонансной в сторону увеличения появляется UВЫХ.

Полосовой АФ выполнен на основе инвертирующего усилителя с двумя цепями ООС, в одну из которых включен двойной Т-мост (рис. 2.60, б).

На резонансной частоте напряжение на выходе двойного Т-моста (точка 4) равно нулю, ток через резистор R6 отсутствует, поэтому КУ определяется отношением сопротивления резистора в цепи ООС к сопротивлению входного резистора R1; соответственно. Этот КУ на резонансной частоте (обычно 50 Гц) условно принимается за единичный (рис.2.60, г).

При отклонении частоты от резонансной на выходе двойного Т-моста появляется напряжение, и через R6 протекает дополнительный ток ООС, который уменьшает КУ на частотах, отличных от резонансной. Чем меньше сопротивление R6, тем интенсивнее ООС при отклонении частоты от резонансной и тем больше снижается КУ в этих условиях, обеспечивая более узкую полосу пропускания полосового частотного фильтра.

Поскольку данный ПФ выполнен на основе инвертирующего усилителя, на его входе также может быть обеспечено суммирование нескольких входных напряжений, и в этом случае ПФ выделяет составляющую промышленной частоты из суммы входных напряжений.

 

 

25 Август, 2011              10803              ]]>Печать]]>
0 / 0 ( Нет оценки )

Добавить комментарий

Ваше имя

Текст

Контрольный вопрос

Dвa pлюs тpi ? (цифрой)

Вверх страницы